雅马哈YAMAHA音响维修网点漫谈音箱设计之分频电

　　由于扬声器单元的非理想性，很多问题相互制约，错综复杂，使得分频器的实际设计过程更加复杂。我们不仅要考虑扬声器单元阻抗的非线性，还要考虑扬声器单元的挡板效应和不均匀SPL对最终结果的影响。在设计中，我们应该根据其声音衰减特性来识别分频器。

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　　1.分频电路介绍

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　　在扬声器系统的设计中，由于所采用的扬声器单元的物理特性，单个扬声器单元很难覆盖整个可听频段。目前虽然出现了一些全波段扬声器，但一方面由于价格昂贵难以普及，另一方面由于高频指向性较窄，低频输出能力有限，更多的厂商和设计师喜欢用两个或两个以上的单元工作在不同的频段，然后设计合适的分频器，使各个单元声音和谐。

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　　分频器实际上就是一个滤波器，可以输出相关频段的信号，将带外信号的干扰降到最低。实际上，无源分频器和有源分频器是分开的。前者因其结构简单、成本低廉而得到广泛应用。本文主要讨论无源分频器。

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　　在电子技术领域中，几种滤波器的衰减特性是预先确定的。Butterworth和Linkwitz主要用于分频电路的设计。图1a和1b示出了几种常用滤波器的电压衰减特性(低通)。

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　　除了Linkwitz类，其他模式的一个3dB点称为截止频率，在分频器设计中通常也称为分频点。Linkwitz滤波器的提出是为了解决偶数阶Butterworth分频器在合成时会出现3dB左右的峰值，分频点的电压会下降到6dB的问题。

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　　在无源分频电路中，如果设定负载为纯电阻，则可以根据衰减特性推导出电路结构和各元件的参数。很多文章和书籍都介绍了计算的标准公式，这里不再赘述。

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　　二、实际扬声器单元的阻抗特性和分频电路的jbl音响闪红灯工作原理

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　　实际上，由于动态阻抗等原因的存在，电动扬声器单元的阻抗在所有频率下都不会是纯电阻，而会是复杂的非线性的。 低音单元的阻抗特性在盒装和非盒装之间也是不同的。图2和图3分别是安装在逆变箱内的Vifa P17WJ-00-08低音单元和PL27TG-35-06高音单元的阻抗曲线，标称阻抗分别为8ω和6ω。

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　　可以看出，单元的阻抗模随频率的变化而变化，阻抗-相位曲线(图中虚线)并不保持为0。通常，单元的阻抗峰值左侧附近是电感性的，阻抗峰值右侧附近是电容性的。

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　　如果按照标准公式取值，在如此复杂多变的负载下，其电压衰减特性将远离目标，变得几乎无法估计。图4是根据标称阻抗计算的上述单元的二阶Linkwitz滤波器。连接扬声器负载后，电压衰减特性如图5和图6所示。

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　　结论:在扬声器单元阻抗复杂的情况下。 仅用标准公式不能得到预期的衰减特性。

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　　因此，建议在计算公式中用分频点的阻抗模量代替负载电阻，以获得正确的衰减特性。但是这种想法没有考虑到分频点附近的阻抗不是常数，所以如果只以这个点为参考，分频点附近的衰减特性是无法保证的。

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　　我们来看看具体的例子。使用同一个低音单元，设置分频点为3kHz，读取此时的阻抗模量为13.24ω，则图4中二阶低通Linkwitz滤波器的参数为:LI=1.405mH，=2.003uF，考察电压衰减特性如图7所示。

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　　可以看到，在3kHz的分频点，刚好等于理想值-6dB(但相位无法保证)，分频点附近的特性也无法保证。1500Hz时的误差约为4dB，5kHz时的误差接近6dB。

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　　结论:在扬声器单元阻抗复杂的情况下。即使将分频点的阻抗模量代入标准公式，也无法得到合适的衰减特性。

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　　也有人建议，为了稳定其阻抗，应采用阻抗补偿电路来获得理想的衰减特性。我们先来分析一下补偿的原理:

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　　设负载的阻抗Z相当于纯电阻R和电感L串联，其阻抗是频率的函数，阻抗z=R+iwL。还有一个阻抗补偿网络，由电阻R和C串联组成，C = L/R ^ 2。那么与负载Z并联的网络总等效阻抗为纯电阻，始终等于R(证明省略)。

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　　看起来问题很简单。如果单元的阻抗完全等效为一个纯电阻和一个纯电感的串联，我们只能得到电感值。但实际上由于各种原因，不仅等效电感分量随频率变化，等效电阻分量也是非线性变化的(从图2中的阻抗模块和相频曲线可以验证)。因此，即使采用阻抗补偿网络，也很难完全达到目的。

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　　比如低音单元厂家的标称音圈电感为0.55mH，等效电阻为8ω。计算出的RC阻抗补偿网络参数如下:R = 8ωC = L/R2 = 0.55×10 ^ 3/64 = 8.594 UF。

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　　单元与该补偿网络并联后，总阻抗曲线如图8所示。可见，即使采用阻抗补偿网络，也不能完全去除阻抗变化的因素(注:可以适当调整补偿网络的参数，以获得更好的效果)。采用补偿网络后，加入图2的低通网络得到的电压衰减特性如图9所示。

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　　结论:在扬声器单元阻抗复杂的情况下。 通过选择合适的补偿网络。使用标准公式来获得比特将获得相对接近衰减特性。然而，高音扬声器通道的阻抗补偿更加复杂，因为分频点通常接近高音扬声器单元的谐振频率。

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　　三。声压特性和机组的其他影响

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　　上面只分析了单元的电气特性。事实上，扬声器是一种电力到声音的转换装置，最终产生声音，被人耳听到。因此，系统的分频器设计必须以声音特性为最终目标。

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　　由于机组的频率响应在有限的频带内有许多波峰和波谷，加上挡板效应的影响(详见作者的文章《挡板形状对机组频率响应的影响分析》)，机组的频率响应在装箱后的有效频带内会有较大的波动。图l0是上述低音单元安装在无限挡板上(VIFA厂商提供)的频率响应图，而安装在箱体上的单元的频率响应如图11所示(图11测量条件:LSPLAB软件，兼容声卡，MLS模式，时间窗宽度约4ms，测量点在单元轴向L米处。因为时间窗的原因，低频在300Hz以下是不准确的，但是对于3kHz的分频点， 分频器设计中不应过多考虑300Hz以下的影响)。

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　　可以看出，荫罩效应的影响在2kHz附近增加了约5dB，但单元本身在5kHz以上有自然衰减，所以即使使用接近理想电压衰减的滤波电路(如图9所示)甚至有源电子分频器，其声衰减特性仍与预期响应相差较大。图l2所示为分频器的SPL衰减特性，其电压衰减特性如图9所示，与预期特性相差甚远。

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　　结论:如果不考虑隔音板边缘对声学特性和单元本身SPL特性的影响，设计分频电路。 这将导致最终SPL的预期衰减特性有很大偏差。这也是一些DIY爱好者在制作过程中。虽然用了高档的单元，但是普乐之声polkaudio音响在那修采取了很多措施，甚至用了理想的电子分频器。音色不均衡等各种问题我还是觉得主要原因。

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　　[page]四。声音滚降特性的提出和实现

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　　如前所述，我们追求的是单位声压-频率的衰减特性符合目标响应，所以单独讨论分频器的电压衰减特性是没有意义的，仅从分频器的电路结构来判断其衰减特性也是无稽之谈。于是出现了“声衰减特性”的概念，指给定扬声器单元的集成分频电路装箱后SPL曲线的衰减特性，国外有的称之为“声斜率”。目前国外很多公司在产品介绍中标注分频器的衰减特性，如泰尔、Revel、PMC等。我建议以后也要对分频器进行标注，讨论，分析。

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　　在针对声衰减特性的设计中，必须先获得扬声器单元封装后的频率和阻抗特性的数据，否则无法进行设计，此时更难以通过简单的公式得到分频器元件的数值。

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　　在实际设计中，可以采用计算机辅助的方法来加快设计进度，提高精度，其中LSPCAD、LEAP等程序是分频网络常用的计算机辅助设计工具。具备基本编程技能的人，可以用VB、C等语言设计一个程序，甚至Excel也能达到一定的效果。本文中的大部分分析都是在LSPCAD中完成的。

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　　对于已知的单位声压-频率特性和阻抗-频率特性，导入到LSPCAD中，然后建立相应的分频器结构和元件值，LSPCAD就可以模拟分析出最终的SPL特性。那么一方面可以通过手动调整分频器的值和结构来逼近目标响应，这需要一定的经验和分析能力。 另一方面可以通过LSPCAD附带的优化函数自动逼近，效果不错。

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　　利用上述低音单元，我们可以通过串联使用1.36mH电感来实现接近-12db/oct的声音衰减特性(如图13所示)。参见图14中的电压衰减特性和图15中的声音衰减特性。

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　　声衰减特性从单位负责的300 ~ 7kHz区段体现。除了4kHz附近有3dB的小波谷外，其他频率的误差都在ldB左右(虽然7 kHz以上误差较大，但对整体效果影sast先科音响修理响不大)。一方面，4 kHz附近的谷值可以用其他方法补偿，甚至可以忽略，在高音通道的设计上要一起考虑。

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　　类似地，使用图16的电路可以获得-24dB/oct的声音衰减特性，分频点为3kHz。我们注意图中的R2041和C2041网络。它们看起来像阻抗补偿网络，但本质上并不是为了补偿阻抗而设计的(虽然它可能起到一定的阻抗补偿作用)，而是实现目标响应的必要网络。 此时，该电路的声音衰减特性如图17所示。

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　　在300 ~ 7 kHz范围内与目标响应的误差小于1.5dB，此时的电压衰减特性如图18所示。甚至我们可以使用如图19所示的更简单的电路，并且我们可以得到如图20所示的类似效果。比较以上三种设计，我们得到:

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　　结论:莱伊分频电路的最终声衰减特性只能通过实际测量或计算机辅助分析来确定。 从分频电路的结构几乎无法推断。即分频电路的声衰减特性与电路结构无关。

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　　第五，分频网络的相位

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　　其实分频网络的“相位”不能单独讨论，要和它的声衰减特性一起考虑。笔者在此讨论，是因为对“相”这个术语有太多的误解。事实上，分频器的电压衰减特性(包括电相位特性)也反映了无声电压的相位随频率的变化。

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　　目前很多人误认为所谓一阶分频的相位失真很小，但是从图l3中我们可以看到，所谓一阶分频实际上并不是指其声学特性符合-6dB/oct，而是往往类似于更高衰减率的效果(这里Thiel speaker的设计者Jim Thiel指出，要达到真正的-6dB效果，首先要使用非常宽带的扬声器单元——比如在2路分频设计中，分频。另一方面要补偿单元本身不均匀的SPL和挡板边缘效应，所以分频电路很复杂。感兴趣的朋友可以解剖Thiel的产品，看看它的复杂程度)。

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　　因为那些在结构上类似于一阶分频的电路具有类似于高阶分频电路的单位声音衰减特性。而它们的声学相位特征会有所不同吗？

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　　为曼龙MALONE音响修理了更好的理解这个问题，我们先来看看扬声器单元本身的声学相位特性。研究表明，扬声器单元在有效频带内可以看作一个最小相位系统，而在线性理论中，我们知道最小相位系统的频响和相位是相互关联的，即频响的不均匀性对应着相位的不均匀性(换句话说，频响越平坦，相位越平坦)。我们可以通过希尔伯特变换从一个参数计算出另一个参数。比如著名的LMS测量系统，将机组的频响曲线转换为机组的最小相位曲线。 注意，最小相位曲线是基于单元的所谓声音中心。

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　　最小相位系统的特性只适用于单个扬声器单元，多声道分频单元合成后不一定是最小相位系统。通常我们使用的分频器网络与扬声器单元组合后仍然是最小相位系统(注:除了某些情况，比如分频器使用全通网络后不会成为最小相位系统)。简单来说，就是有一个不接任何分频电路的扬声器单元。如果它的中频和高频自然衰减曲线接近-6dB/oct，在6kHz时接近-3dB，则它的最小相位曲线如图2l中的虚线所示。假设有另一个理想单位(阻抗、频率响应和相位是平坦的)， 以6k为分频点接入L阶分频电路得到的声压衰减和相位特性与图21完全相同。所以我们得到:

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　　结论:在某个信道中，无论采用什么样的电路形式(即使不采用)，只要最终的声衰减特性是什么，就注定了它的声相应该如何变化。也就是说，声相位与电路形式无关，而只与声衰减特性有关。这个结论应该算是一些相位迷思的终结，这也是本文提出识别、分析和讨论分频器声衰减特性的原因。

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　　考察上面的例子，图l6和图l9采用的电路结构差别很大，但它们的声衰减特性都接近-24 dB/Oct，对比图l7和图2O可以发现，相位特性在大多数频率下是相似的，而相位略有不同的频率对应的spl略有不同。

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　　一般来说，由于扬声器单元的非理想性，很多问题相互制约，错综复杂，使得实际分频器的设计过程更加复杂。不仅要考虑扬声器单元阻抗的非线性，还要考虑扬声器单元的隔音板效应和不均匀SPL对最终结果的影响。这些原因先锋音响维修导致某一通道的声衰减特性与其电路形式没有直接关系。基于本文的原因，在设计中应该根据分频器的声衰减特性来识别分频器。但文中提到的分频点的选择、衰减斜率、单位灵敏度协调、相位联合乃至最终的优化和全通网络都不在本文讨论范围内，后面会单独讨论。

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